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1001 •ELEKTOR•

0276 Convertisseur CC-CC discret

U b

C3 lisse et que le réseau LC, constitué

de L2 et C4, débarrasse des dernières

impulsions parasites HF. La diode zener

D2 joue son rôle dans la stabilisation de

la tension de sortie. On a chute, aux

bornes de cette diode, tout comme sur

la jonction base-émetteur de T4, d’une

certaine valeur de tension fixe. Il devient

ainsi possible, en jouant sur le potentio-

mètre P1, d’ajuster la tension de sortie,

ne serait-ce que sur une certaine plage.

Par la réinjection de la tension de sortie

vers l’oscillateur on module l’oscillateur

en fonction de la puissance drainée à

la sortie. Cette approche se traduit par

un rendement relativement élevé de

près de 70 %. La tension de ronflement

superposée sur la tension de sortie vaut

de l’ordre de 10 mV cc .

Ce circuit est utilisable pour des ten-

sions d’entrée s’étalant de 3 à 6 V, ten-

sion qu’il convertit en tensions de sortie

pouvant aller jusqu’à 15 V maximum.

Hors-charge, la consommation de cou-

rant est de 25 mA environ. Le courant

maximal que puisse fournir la sortie est

de quelque 50 mA. Si vous envisagez de

faire fournir à ce circuit les dits 50 mA

de façon continue il sera préférable de

remplacer le BS170 par un exemplaire

de FET plus puissant tel que le BUZ10.

G. Baars

■

220

1N4148

100

4k7

4V7

150p

18p

10k

170

2k2

63V

BF494

63V

984094 - 11

L’utilisation d’un circuit intégré spécia-

lisé dans la conversion CC-CC ne se

justifie, pour ce genre de traitement,

pas toujours. Pour de très nombreuses

applications on peut obtenir d’excellents

résultats en faisant appel à des compo-

sants discrets. C’est très ce que prouve

le convertisseur CC-CC simple décrit

dans cet article.

Ce convertisseur de tension à découpage

repose sur un multivibrateur astable

épaulé par une paire de transistors, T1

et T2. En aval de cet équipage oscillant,

on trouve un FET, T3, qui sert de tam-

pon. Une self, L1, d’une inductance de

220 µH, est prise dans la ligne de drain

du dit FET. La commutation impulsion-

nelle du courant qu’introduit cette self se

traduit par la naissance d’une FEM ( F orce

E lectro M otrice) conséquente. Une diode,

D1, procède ensuite au redressement

de cette tension que le condensateur

circuits

1001 •ELEKTOR•

0098 Amplificateur symétrique pour photodiodes

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de tension sur les deux conducteurs est

très exactement en anti-phase, on a de

fortes chances qu’il s’agisse du signal

utile. On fait appel, lorsqu’il s’agit, simul-

tanément, d’amplifier un signal utile en

anti-phase et d’éliminer un parasite en

phase, à ce que l’on appelle un amplifi-

cateur différentiel. La variante que nous

vous proposons ici comporte deux am-

plificateurs opérationnels montés en

amont, IC1b et IC1c, qui convertissent

un courant de diode en une tension. La

conversion courant/tension dépend des

résistances R1 et R2. Il n’est donc pas

nécessaire de prévoir, dans l’étage d’am-

plification différentielle classique monté

en aval, un réglage du gain.

Le gain de l’étage d’amplification dif-

férentielle répondant à la formule sui-

vante :

U sor =(U ent1 –U ent2 )·R4/R3 à condition que

R3 = R5 et R4 = R6+P1. Si toutes ces

résistances ont la même valeur, nous

nous trouvons en présence d’un gain

unitaire. La tension de sortie du circuit

répond alors à la formule suivante :

U sor = (R1+R2)·ID1.

On voit également que, dans le cas idéal

et lorsqu’il s’agit de signaux symétri-

ques, la parenthèse U ent1 –U ent2 s’annule.

La réjection en mode commun (CMR =

C ommon M ode R ejection ) dépend de

l’identité des paires R3 = R5 et R4 =

100k

IC1b

1 4

IC1d

100k

BPW34

IC1c

15V

47k

25V

100n

IC1

IC1a

25V

100n

IC1 = TL084

15V

984096 - 11

Lorsqu’une photodiode se trouve à une

distance relativement importante de

l’électronique à laquelle elle transmet

son information, il arrive souvent que

des parasites se glissent sur le câble

de liaison, même s’il s’agit d’une liaison

blindée. Il existe cependant une tech-

nique simple pour éliminer une part

importante de ces parasites vu que,

électroniquement, il n’est pas difficile

de distinguer les parasites du signal

proprement dit, si tant est que la pho-

todiode soit montée en mode « flottant »,

c’est-à-dire sans se trouver en contact

avec la masse. En effet, si le signal

capté remonte toujours les conducteurs

de la liaison asymétriquement, alors que

les parasites que se sont glissés sur la

liaison sont eux symétriques. En d’autres

termes : il s’agit d’un parasite lorsque la

tension varie, par rapport à un potentiel

fixe (la masse par exemple), de la même

façon en amplitude et en phase sur les

deux lignes. Si, au contraire, la variation

circuits

1001 •ELEKTOR•

0098 Amplificateur symétrique pour photodiodes

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R6+P1. Il est possible, par le biais de

P1, d’éliminer des tolérances, non pas

seulement dans le cas des résistances

évoquées plus haut, mais également

dans celui des résistances R1 et R2. Si

l’on utilise les amplificateurs opération-

nels du schéma, le taux de réjection en

mode commun que l’on peut espérer

atteindre est de l’ordre de >60 dB lors-

que la photodiode est reliée à l’électroni-

que par une paire de câbles blindés tor-

sadés ( twisted pair ). La consommation

de courant est de l’ordre de 10 mA.

■

circuits

1001 •ELEKTOR•

0795 Rehausseur d’impédance d’entrée II

10V

100n

IC1

100p

TLC271

100k

Dans le présent schéma, R1+R2

constituent la résistance de définition du

réglage en courant continu. En l’absence

de mesures additionnelles, l’impédance

d’entrée serait de 20 MΩ. On procède

cependant, par le biais du réseau C2 / R3,

à un couplage actif en phase d’une partie

du signal d’entrée, de sorte que l’on aura

circulation, à travers R1, d’un courant

alternatif plus faible. Ceci nous donne,

avec le présent schéma, la valeur d’im-

pédance d’entrée donnée par la formule

R ent = ((R2+R3) / R3) · R1 + R2

10V

100n

984097 - 11

Dans les cas de mise en oeuvre d’am-

plificateurs opérationnels à contre-réac-

tion en tension alternative, l’impédance

d’entrée est, en fait, déterminée par la

résistance servant à définir le réglage

en tension continue et qui force l’entrée

de signal à un potentiel prédéterminé.

Si l’on fait appel à un amplificateur

opérationnel à entrées CMOS tel que le

TLC271 de Texas Instruments, la dite

résistance peut atteindre une valeur

très élevée. Vu qu’il est extrêmement

difficile de mettre la main sur des résis-

tances d’une valeur supérieure à 10 MΩ,

on pourrait mettre à profit une variante

bootstrap (qui est un rehaussement

artificiel de l’impédance d’entrée) qui,

logiquement, augmenterait l’impédance

d’entrée « artificiellement ».

Avec le dimensionnement du schéma,

l’impédance d’entrée vaut quelque 1 GΩ,

la consommation de courant atteignant

elle de l’ordre 3 mA.

■

circuits

1001 •ELEKTOR•

circuits

0373 Électrificateurd’expérimentation

Ce montage est destiné à permettre de

procéder à des expériences innocen-

tes (et ne présentant pas le moindre

danger) avec des impulsions de haute

tension (HT) ; son principe de fonction-

nement est proche de celui d’une clôture

électrique telle qu’on les rencontre dans

la campagne. La fréquence de répétition

des impulsions est de l’ordre de 0,5 Hz

(une impulsion toutes les 2 s), fréquence

définie par la constante de temps du

réseau RC R1/C3 de l’oscillateur basé

sur la porte IC1a. L’étage monté en

aval transforme le signal rectangulaire

en impulsions en aiguille. Le réseau de

différentiation R2/C4 définit, de concert

avec le seuil de commutation de l’en-

trée à trigger de Schmitt de IC1b, la

durée de ces impulsions, qui est de

l’ordre de 1,5 ms. La sortie de IC1b est

reliée directement à la grille du thyristor

Thr1 de sorte que les dites impulsions

amorcent directement le thyristor.

La génération de la HT requise fait

appel à un petit transformateur secteur

dont l’enroulement secondaire (enrou-

lement 9 V) devient ici le primaire et,

en association avec C2, constitue un

circuit résonant. C2 se charge, à tra-

vers R3, jusqu’à atteindre le niveau de

la tension d’alimentation de 12 V. Dès

qu’une impulsion en provenance de

IC1b amorce le thyristor, le condensa-

teur se décharge à travers l’enroulement

secondaire du transformateur. L’énergie

stockée dans le condensateur n’est pas

perdue, mais est transférée au transfor-

mateur (il serait plus juste de dire qu’elle

est transmise au champ magnétique

que le transformateur crée sous l’effet

de la circulation de courant). Ce flux de

courant cesse dès que le condensateur

est déchargé. Le champ diminue, s’ef-

fondre pour induire, dans l’enroulement

du transformateur, une tension (tension

de self-induction) de polarité inverse à

la tension appliquée précédemment au

transformateur. Le sens de circulation du

courant reste donc le même, le conden-

sateur C2 se voyant cependant chargé en

polarité inverse de sorte qu’il adopte une

polarité négative. Lorsque le transforma-

teur a rendu au condensateur l’énergie

qu’il avait stocké, le sens de circulation

du courant s’inverse et le condensateur

C2 chargé négativement se décharge à

travers la diode D1 et l’enroulement du

secondaire. Dès la première décharge

du condensateur C2 le thyristor se voit

privé de courant et partant bloque. Après

la seconde décharge de C2 c’est D1 qui

bloque, le trajet vers le transformateur

étant de ce fait bloqué et le condensa-

teur se recharge, par le biais de R3, à

12 V. Le processus reprend au début dès

l’impulsion suivante produite par IC1b.

Comme le transformateur induit, après

la fin de la décharge du condensateur, du

côté du primaire, une tension non seu-

lement primaire mais également secon-

daire, on a apparition sur l’enroulement

du secondaire, à chaque amorçage du

12V

12k

TR1

IC1

1VA5

25V

10M

THR 1

IC1a

IC1b

1N4148

BRX46

25V

100n

IC1c

IC1d

470n

12 13

IC1 = 4093

984099 - 11

thyristor deux impulsions de tension de

polarités inverses. Ces tensions de self-

induction du côté du secondaire (enrou-

lement 230 V du transformateur) sont,

de par le nombre plus élevé de spires,

bien plus élevées, pouvant atteindre,

hors-charge, plusieurs centaines de

volts. Vu, cependant, que le condensa-

teur ne stocke qu’une quantité d’éner-

gie relativement faible (la consommation

de courant du circuit ne dépasse guère

2 mA), la tension de sortie ne présente

pas le moindre danger pour les humains

ni pour les animaux. Elle suffit cepen-

dant pour produire une réaction sensible

du muscle.

■

100

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